關于BJT與MOS管的詳細解析-KIA MOS管
信息來源：本站 日期：2021-02-25
1、三極管是電流控制電流，場效應管是電壓控制電流（主要區(qū)別）。
2、三極管功耗大（極大的限制了三極管在大規(guī)模集成電路中的應用），場效應管功耗?。?/span>電路中應用廣泛）。
3、場效應管柵極幾乎不取電流，而三極管工作時基極總要吸取一定的電流。因此場效應管的輸入電阻比三極管的輸入電阻高。
4、三極管導通電阻大，場效應管導通電阻小，只有幾百毫歐姆，在現(xiàn)在的用電器件上，一般都將場效應管作為開關，其效率是比較高的。
5、場效應管的噪聲系數(shù)很小，在低噪聲放大電路的輸入級及要求信噪比較高的電路中要選用場效應管。
6、三極管是雙極性（內部導電方式：空穴和載流子），場效應管是單極性（空穴or載流子）。
類比：
三極管的NPN型與PNP型 對應于場效應管的 N型與P型。
三極管的b、c、e極 對應于場效應管的 g、d、s極。
1. mos管的發(fā)熱問題
目前設計的Server電源中，用到兩組MOS管給CPU供電，在持續(xù)工作條件下非常燙手，盡管目前工作性能還比較正常，但對整體功效有影響，長期影響系統(tǒng)的可靠性。由于板面限制，沒法多并聯(lián)幾個MOS，該如何解決這個問題？
對于服務器電源中的負載開關這類應用，由于MOS管基本上一直都是處于導通狀態(tài)，故MOS管的開關特性無關緊要，而導通阻抗(RDS(ON))卻可能是這種應用的關鍵品質因數(shù)，建議選用低導通電阻MOS管。導通電阻最低到1mΩ。如果功率密度較大，建議采用具有很低熱阻的CanPAK封裝、能實現(xiàn)頂部冷卻。
無論N型或者P型MOS管，其工作原理本質是一樣的。MOS管是由加在輸入端柵極的電壓來控制輸出端漏極的電流。MOS管是壓控器件它通過加在柵極上的電壓控制器件的特性，不會發(fā)生像三極管做開關時的因基極電流引起的電荷存儲效應，因此在開關應用中， MOS管的開關速度應該比三極管快。
在開關電源應用方面，這種應用需要MOS管定期導通和關斷。比如，DC-DC電源中常用的基本降壓轉換器依賴兩個MOS管來執(zhí)行開關功能，這些開關交替在電感里存儲能量，然后把能量釋放給負載。
我們常選擇數(shù)百kHz乃至1 MHz以上的頻率，因為頻率越高，磁性元件可以更小更輕。在正常工作期間，MOS管只相當于一個導體。因此，我們電路或者電源設計人員最關心的是MOS的最小傳導損耗。
我們經(jīng)?？碝OS管的PDF參數(shù)，MOS管制造商采用RDS（ON） 參數(shù)來定義導通阻抗，對開關應用來說，RDS（ON） 也是最重要的器件特性。
數(shù)據(jù)手冊定義RDS（ON） 與柵極 （或驅動）電壓 VGS 以及流經(jīng)開關的電流有關，但對于充分的柵極驅動，RDS（ON） 是一個相對靜態(tài)參數(shù)。一直處于導通的MOS管很容易發(fā)熱。
另外，慢慢升高的結溫也會導致RDS（ON）的增加。MOS管數(shù)據(jù)手冊規(guī)定了熱阻抗參數(shù)，其定義為MOS管封裝的半導體結散熱能力。RθJC的最簡單的定義是結到管殼的熱阻抗。
1.發(fā)熱情況有，電路設計的問題，就是讓MOS管工作在線性的工作狀態(tài)，而不是在開關狀態(tài)。這也是導致MOS管發(fā)熱的一個原因。
如果N-MOS做開關，G級電壓要比電源高幾V，才能完全導通，P-MOS則相反。沒有完全打開而壓降過大造成功率消耗，等效直流阻抗比較大，壓降增大，所以U*I也增大，損耗就意味著發(fā)熱。這是設計電路的最忌諱的錯誤。
2.頻率太高，主要是有時過分追求體積，導致頻率提高，MOS管上的損耗增大了，所以發(fā)熱也加大了。
3.沒有做好足夠的散熱設計，電流太高，MOS管標稱的電流值，一般需要良好的散熱才能達到。所以ID小于最大電流，也可能發(fā)熱嚴重，需要足夠的輔助散熱片。
4.MOS管的選型有誤，對功率判斷有誤，MOS管內阻沒有充分考慮，導致開關阻抗增大。
再來看最為重要的一點，那就是開關速度。這一點對于沒有器件物理知識的讀者來說，討論起來會比較困難，所以這里不涉及具體的機理，僅說一下結論性的東西。
我們知道BJT飽和時，兩個PN結都是正偏的，對于NPN型，集電極電流主要是發(fā)射區(qū)的電子先擴散到基區(qū)，然后再漂移到達集電區(qū)被收集而形成的。當BJT工作在飽和狀態(tài)時，注入的基極電流IB往往大于臨界飽和時所需要的基極電流IBS。
那么，集電區(qū)不能收集到從發(fā)射區(qū)擴散到基區(qū)的全部電子，基區(qū)就會有電子的積累，或者說基區(qū)存儲有少子電荷QBS。當外加基極驅動電壓Ui突變?yōu)?時，QBS不能馬上消散。只要QBS沒有消散，集電極電流就一直存在，BJT不能馬上關斷。
為了關斷BJT，必須從基極抽取存儲的少子電荷QBS。這個抽取過程所需的時間就是存儲時間，對一般的BJT，這個時間在μS級，嚴重影響了BJT的關斷速度。而對MOSFET，開啟與關斷的時間僅僅是寄生電容充放電的時間，這個時間很容易控制到nS級甚至更小。
所以從開關速度來說，BJT也遠遠不及MOSFET。這也是造成現(xiàn)代功率電子電路中的功率開關幾乎全部被MOSFET替換的最主要原因。
接下來，我們看一下導通時的損耗。開關管導通時，對于BJT來說，存在一個近乎常量的飽和壓降UCE（sat），對不同功率級別的管子來說，這個值在幾百mV到幾V之間。
而對于MOSFET而言，這個壓降等于漏源電流ID和導通電阻Ron的乘積。一般的低壓MOSFET，Ron為幾mΩ到幾百mΩ，而高壓MOSFET的這個值約幾百mΩ到幾Ω。
下面看一下這些寄生參數(shù)是如何影響開關速度的。
如圖十，當驅動信號Ui到來的一瞬間，由于MOSFET處于關斷狀態(tài)，此時CGS和CGD上的電壓分別為UGS=0，UGD=-VDD，CGS和CGD上的電荷量分別為QGS= 0，QGD= UGDCGD=VDDCGD。
接下來Ui通過RG對CGS充電，UGS逐漸升高（這個過程中，隨著UGS升高，也會伴隨著CGD的放電，但是由于VDD遠大于UGS，CGD不會導致柵電流的明顯增加）。
當UGS達到閾值電壓時，開始有電流過MOSFET（事實上，當UGS還沒有達到閾值電壓時，已經(jīng)有微小的電流流過MOSFET了），MOSFET上承受的壓降由原來的VDD開始減小， CGD上的電壓也會隨之減小，那么，也就伴隨著的CGD放電。
由于CGD上的電荷量QGD= VDDCGD較大，所以放電的時間較長。在放電的這段時間內，柵極電流基本上用于CGD的放電，因此柵源電壓的增加變得緩慢。
放電完成后，Ui通過RG繼續(xù)對CGS和CGD充電（因為此時MOSFET已經(jīng)充分導通，相當于CGS和CGD并聯(lián)），直到柵源電壓達到Ui，開啟過程至此完成。圖十一的曲線很好地描繪了導通過程中UGS隨時間變化的曲線。需要注意的是，由于驅動提供的不是電流源，所以實際上的曲線并非直線，圖十一僅代表上升趨勢。
同時，由上不難看出，RG越大，寄生電容的充電時間將會越長。顯然，RG太大時MOSFET不能在短時間內充分導通。在高速開關應用中（如D類功放、開關電源），這個阻值一般取幾Ω到幾十Ω。
然而，即使是低速情況下，RG也不宜取得太大，因為過大的RG會延長電容充電的時間，也就是MOSFET從關斷到充分導通的過渡時間。這段時間內，MOSFET處于飽和狀態(tài)（放大區(qū)），管子將同時承受較大的電壓和電流，從而引起較大的功耗。
但是RG如果取得太小或者直接短路的話，在驅動電壓到來的一瞬間，由于寄生電容上的電壓為零，前級需要流過一個很大的電流，造成對前級驅動電路的沖擊。
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